在设计开关电源时，首先面临的问题是如何明智的选择合适的单片开关电源芯片，既能满足规定的要求，又不因选型不当而造成资源的浪费。然而，这并非易事。原因之一是单片开关电源现已形成四大系列、近70种型号，即使采用同一种封装的不相同的型号，其输出功率也各不相同；原因之二是选择芯片时，不仅要知道设计的输出功率po，还必须预先确定开关电源的效率η和芯片的功率损耗pd，而后两个特征参数只有在设计安装好开关电源时才能测出来，在设计之前它们是未知的。

  下面重点介绍利用topswitch－ii系列单片开关电源的功率损耗（pd）与电源效率（η）、输出功率（po）关系曲线，快速选择芯片的方法，可圆满解决上述难题。在设计前，只要根据预期的输出功率和电源效率值，即可从曲线上查出最合适的单片开关电源型号及功率损耗值，这不仅简化了设计，还为选择散热器提

  图1宽范围输入且输出为5v时pd与η，po的关系曲线v时pd与η，po的关系曲线v时pd与η，po的关系曲线topswitch－ii的pd与η、po关系曲线

  topswitch－ii系列的交流输入电压分宽范围输入（亦称通用输入），固定输入（也叫单一电压输入）两种情况。二者的交流输入电压分别为ui=85v～265v，230v±15％。

  1．1宽范围输入时pd与η，po的关系曲线系列单片开关电源在宽范围输入（85v～265v）的条件下，当uo=＋5v或者＋12v时，pd与η、po的关系曲线所示。这里假定交流输入电压最小值uimin=85v，最高

  交流输入电压uimax=265v。图中的横坐标代表输出功率po，纵坐标表示电源效率η。所画出的7条实线条虚线均为芯片功耗的等值线固定输入时pd与η、po的关系曲线％）条件下，当uo=＋5v或＋12v时，pd与η、po的关系曲线v也同样适用。现假定uimin=195v,uimax=265v。

  利用上述关系曲线迅速确定topswitch－ii芯片型号的设计程序如下：

  （1）首先确定哪一幅曲线图适用。例如，当ui=85v～265v，uo=＋5v时，应选择图1。而当ui=220v(即230v－230v×4.3％)，uo=＋12v时，就只能选图4；

  （3）从输出功率点垂直向上移动，直到选中合适芯片所指的那条实曲线。如不适用，可继续向上查找另一条实线）再从等值线（虚线）上读出芯片的功耗pd。进而还可求出芯片的结温（tj）以确定散热片的大小；

  通用开关电源就从另一方面代表着交流输入电压范围是85v～265v。又因uo=＋5v，故必须查图1所示的曲线。首先从横坐标上找到po=30w的输出功率点，然后垂直上移与top224的实线相交于一点，由纵坐标上查出该点的η=71.2％，最后从经过这点的那条等值线w。这表明，选择top224就能输出30w功率，并且预期的电源效率为71.2％,芯片功耗为2.5w。

  若觉得η=71.2％的效率指标偏低，还可继续往上查找top225的实线w功率，而预期的电源效率将提高到75％，芯片功耗降至1.7w。

  根据所得到的pd值，进而可完成散热片设计。这是因为在设计前对所用芯片功耗做出的估计是完全可信的。

  例2：设计交流固定输入230v±15％，输出为直流12v、30w开关电源。

  根据已知条件，从图4中可以查出，top223是最佳选择，此时po=30w，η=85.2％，pd=0.8w。

  这里讲的结温是指管芯温度tj。假定已知从结到器件表面的热阻为rθa(它包括topswitch－ii管芯到外壳的热阻rθ1和外壳到散热片的热阻rθ2)、环境和温度为ta。再从相关曲线图中查出pd值，即可用下式求出芯片的结温：

  举例说明，top225的设计功耗为1.7w，rθa=20℃/w，ta=40℃，代入式（1）中得到tj=74℃。设计时一定要保证，在最高环境和温度tam下，芯片结温tj低于100℃，才能使开关电源长期正常工作。

  如上所述，pd与η，po的关系曲线均对交流输入电压最小值作了限制。图1和图2规定的uimin=85v，而图3与图4规定uimin=195v（即230v－230v×15％）。若交流输入电压最小值不符合上述规定，就会直接影响芯片的正确选择。此时须将实际的交流输入电压最小值uimin′所对应的输入功率po′，折算成uimin为规定值时的等效功率po，才能用上述4图。折算系数亦称输出功率比（po′/po）用k表示。topswitch－ii在宽范围输入、固定输入两种情况下，k与u′min的特性曲线中的实线所示。需要说明几点：

  （1）图5和图6的额定交流输入电压最小值uimin依次为85v，195v，图中的横坐标仅标出ui在低端的电压范围。

  （2）当uimin′uimin时k1，即po′po，这表明原来选中的芯片此时已具有更大的可用功率，必要时可选输出功率略低的芯片。当uimin′（3）设初级电压为uor，其典型值为135v。但在uimin′85v时，受topswitch－ii调节占空比能力的限制，uor会按线性规律降低uor′。此时折算系数k=uor′/uor1。图5和图6中的虚线表示uor′/uor与uimin′的特性曲线，利用它可以修正初级感应电压值。

  （1）首先从图5、图6中选择适用的特性曲线，然后根据已知的uimin′值查出折算系数k。

  （3）最后从图1～图4中选取适用的关系曲线，并根据po值查出合适的芯片型号以及η、pd参数值。

  若选top223，则η降至73.5％,pd增加到5w，显然不合适。倘若选top225型，就会造成资源浪费，因为它比top224的价格要高一些，且适合输出40w～60w的更大功率。

  在使用topswitch－ii系列设计开关电源时，高频变压器和相关元件参数的典型情况见表1，这些数值可做为初选值。当uimin′lp′=klp（3）

  一、从原理图到PCB的设计流程 建立元件参数－>

  输入原理网表->

  设计参数设置->

  手工布局->

  手工布线->

  验证设计－>

  复查->

  CAM输出。

  二、参数设置相邻导线间距必须能满足电气安全要求，而且为便于操作和生产，间距也应尽量宽些。最小间距至少要能适合承受的电压，在布线密度较低时，信号线的间距可适当地加大，对高、低电平悬殊的信号线应尽可能地短且加大间距，一般情况下将走线mil。

  焊盘内孔边缘到印制板边的距离要大于1mm，这样做才能够避免加工时导致焊盘缺损。当与焊盘连接的走线较细时，要将焊盘与走线之间的连接设计成水滴状，这样的好处是焊盘不容易起皮，而是走线与焊盘不易断开。

  三、元器件布局实践证明，即使电路原理图设计正确，印制电路板设计不当，也会对电子设备的可靠性产生不利影响。例如，如果印制板两条细平行线靠得很近，则会形成信号波形的延迟，在传输线的终端形成反射噪声；由于电源、地线的考虑不周到而引起的干扰，会使产品的性能直线下降，因此，在设计印制电路板的时候，应注意采用正确的方法。每一个开关电源都有四个电流回路：

  (4). 输出负载电流回路输入回路通过一个近似直流的电流对输入电容充电，滤波电容主要起到一个宽带储能作用；类似地，输出滤波电容也用来储存来自输出整流器的高频能量，同时消除输出负载回路的直流能量。所以，输入和输出滤波电容的接线端十分重要，输入及输出电流回路应分别只从滤波电容的接线端连接到电源；如果在输入/输出回路和电源开关/整流回路之间的连接无法与电容的接线端直接相连，交流能量将由输入或输出滤波电容并辐射到环境中去。电源开关交流回路和整流器的交流回路包含高幅梯形电流，这些电流中谐波成分很高，其频率远大于开关基频，峰值幅度可高达持续输入/输出直流电流幅度的5倍，过渡时间通常约为50ns。这两个回路最容易产生电磁干扰，因此必须在电源中其它印制线布线之前先布好这些交流回路，每个回路的三种主要的元件滤波电容、电源开关或整流器、电感或变压器应彼此相邻地进行放置，调整元件位置使它们之间的电流路径尽可能短。建立开关电源布局的最好方法与其电气设计相似，最佳设计流程如下：

  · 设计输入电流源回路和输入滤波器 设计输出负载回路和输出滤波器依据电路的功能单元，对电路的全部元器件进行布局时，要符合以下原则：

  (1) 首先要考虑PCB尺寸大小。PCB尺寸过大时，印制线条长，阻抗增加，抗噪声能力变弱，成本也增加；过小则散热不好，且邻近线条易受干扰。电路板的最佳形状矩形，长宽比为3：2或4：3，位于电路板边缘的元器件，离电路板边缘一般不小于2mm。

  (3) 以每个功能电路的核心元件为中心，围绕它来进行布局。元器件应均匀、 整齐、紧凑地排列在PCB上，最好能够降低和缩短各元器件之间的引线和连接， 去耦电容尽量靠近器件的VCC。

  (4) 在高频下工作的电路，要考虑元器件之间的分布参数。一般电路应尽可能使元器件平行排列。这样，不但美观，而且装焊容易，易于批量生产。

  (5) 按照电路的流程安排各个功能电路单元的位置，使布局便于信号流通，并使信号尽可能保持一致的方向。

  (6) 布局的首要原则是保证布线的布通率，移动器件时注意飞线的连接，把有连线关系的器件放在一起。

  四、布线开关电源中包含有高频信号，PCB上任何印制线都能够更好的起到天线的作用，印制线的长度和宽度会影响其阻抗和感抗，进而影响频率响应。即使是通过直流信号的印制线也会从邻近的印制线耦合到射频信号并造成电路问题(甚至再次辐射出干扰信号)。因此应将所有通过交流电流的印制线设计得尽可能短而宽，这在某种程度上预示着必须将所有连接到印制线和连接到其他电源线的元器件放置得很近。印制线的长度与其表现出的电感量和阻抗成正比，而宽度则与印制线的电感量和阻抗成反比。长度反映出印制线响应的波长，长度越长，印制线能发送和接收电磁波的频率越低，它就能辐射出更多的射频能量。根据印制线路板电流的大小，尽量加租电源线宽度，减少环路电阻。 同时、使电源线、地线的走向和电流的方向一致，这样有助于增强抗噪声能力。接地是开关电源四个电流回路的底层支路，作为电路的公共参考点起着很重要的作用，它是控制干扰的重要方法。因此，在布局中应仔细考虑接地线的放置，将各种接地混合会造成电源工作不稳定。在地线设计中应注意以下几点：

  1. 正确选择单点接地通常，滤波电容公共端应是其它的接地点耦合到大电流的交流地的唯一连接点，同一级电路的接地点应尽量靠近，并且本级电路的电源滤波电容也应接在该级接地点上，主要是考虑电路各部分回流到地的电流是变化的，因实际流过的线路的阻抗会导致电路各部分地电位的变化而引入干扰。在本开关电源中，它的布线和器件间的电感影响较小，而接地电路形成的环流对干扰影响较大，因而采用一点接地，即将电源开关电流回路 （中的几个器件的地线都连到接地脚上，输出整流器电流回路的几个器件的地线也同样接到相应的滤波电容的接地脚上，这样电源工作较稳定，不易自激。做不到单点时，在共地处接两二极管或一小电阻，其实接在比较集中的一块铜箔处就可以。

  2. 尽量加粗接地线 若接地线很细，接地电位则随电流的变化而变化，致使电子设备的定时信号电平不稳，抗噪声性能变坏，因此要确保每一个大电流的接地端采用尽量短而宽的印制线，尽量加宽电源、地线宽度，最好是地线比电源线宽，它们的关系是：地线＞电源线＞信号线，如有可能，接地线mm，也可用大面积铜层作地线用，在印制板上把没被用上的地方都与地相连接作为地线用。进行全局布线的时候，还须遵循以下原则：

  (1).布线方向：从焊接面看，元件的排列方位尽可能保持与原理图相一致，布线方向最好与电路图走线方向相一致，因生产的全部过程中常常要在焊接面进行各种参数的检测，故这样做便于生产中的检查，调试及检修（注：指在满足电路性能及整机安装与面板布局要求的前提下）。

  (2).设计布线图时走线尽量少拐弯，印刷弧上的线宽不要突变，导线度，力求线).印刷电路中不允许有交叉电路，对于可能交叉的线条，可以用“钻”、“绕”两种办法解决。即让某引线从别的电阻、电容、三极管脚下的空隙处“钻”过去，或从可能交叉的某条引线的一端“绕”过去，在特殊情况下如何电路很复杂，为简化设计也允许用导线跨接，解决交叉电路问题。因采用单面板，直插元件位于top面，表贴器件位于bottom面，所以在布局的时候直插器件可与表贴器件交叠，但要避免焊盘重叠。

  3．输入地与输出地本开关电源中为低压的DC－DC，欲将输出电压反馈回变压器的初级，两边的电路应有共同的参考地，所以在对两边的地线分别铺铜之后，还要连接在一起，形成共同的地。

  五、检查 布线设计完成后，需认真仔细检查布线设计是不是满足设计者所制定的规则，同时也需确认所制定的规则是不是满足印制板生产的基本工艺的需求，一般检查线与线、线与元件焊盘、线与贯通孔、元件焊盘与贯通孔、贯通孔与贯通孔之间的距离是不是合理，是不是满足生产规格要求。 电源线和地线的宽度是否合适，在PCB中是否还有能让地线加宽的地方。注意： 有些错误可忽略，例如有些接插件的Outline的一部分放在了板框外，检查间距时会出错；另外每次修改过走线和过孔之后，都要重新覆铜一次。

  六、复查根据“PCB检查表”，内容有设计规则，层定义、线宽、间距、焊盘、过孔设置，还要重点复查器件布局的合理性，电源、地线网络的走线，高速时钟网络的走线与屏蔽，去耦电容的摆放和连接等。

  随着时代的前进与社会的发展，开关电源已逐渐代替传统的铁心变压器电源。开关电源的集成化与小型化正逐步成为发展的新趋势[1-3]，开关电源更是在计算机、通信、电器等领域得到普遍应用[4]。但开关电源系统若无性能好的保护电路便非常容易造成仪器寿命的缩短甚至使仪器受到损坏。由此可见，为了可以让开关电源在恶劣环境和突发故障的情况下安全稳定的工作，保护电路的设计就显得很重要。开关电源的基本结构框图如图1所示。

  M51995A是一款开关电源初级PWM 控制芯片，专为AC/DC变换设计，芯片功能如表1所列。它最重要的包含振荡器、PWM比较、反馈电压检测变换、PWM锁存、过压锁存、欠压锁存、断续工作电路、断续方式和振荡控制电路、驱动输出及内部基准电压等。

  M51995A既具有快速输出和高频振荡能力，又具有快速响应的电流限制功能[5]。此外，过流时采用断续方式工作可以轻松又有效保护二次电路。该芯片的主要特征如下：

  为进一步验证所设计的开关电源保护电路的工作性能，我们采用计算机仿真软件MultiSIM对所设计的保护电路做了软件仿真测试。当电源输出电压为60 Hz正弦波、有效值为24 V时，电源保护电路的光耦控制OVP端的信号输出状态如图4所示。

  图4中的仿真根据结果得出，输出电压信号变化控制光耦的导通，从而控制了光耦OVP端的电压输出，当电源输出电压在0 V-24 V期间时，光耦输入端没有电压信号不导通，OVP端电压为0，电路处于保护工作状态；电压在0+24 V期间时，光耦输入端有电压信号作用而导通，OVP端电压为+5 V，电路处于正常工作状态。当输出电压过高时，OVP端电压为0，电路处于保护工作状态。40 V电压信号的状态图如图5所示。

  实验仿真根据结果得出，当电源输出电压范围为0+24 V时，开关电源电路正常工作；当电压为负电压时，光耦中的二极管反向截止，OVP端电压为0，开关电源的保护电路工作，电源输出为0；当输出电压高于+24 V时，OVP端电压为0，开关电源进入保护电路工作状态，电源输出0。

  本文基于M51995A电源芯片设计了开关电源的过压和过流保护电路，通过计算机仿真根据结果得出，该电路设计合理，工作稳定，电路设计可以大大降低电路的复杂程度和成本，能对开关电源电路进行相对有效保护，从而使电源运行安全可靠，设计完全能满足系统性能的指标要求。

  [1] 欧浩源，丁志勇.电流控制型脉宽调制器UC3842在开关电源中的应用[J]. 今日电子，2008（C00）：88-89.

  [2] 王朕，潘孟春，单庆晓.UC3842应用于电压反馈电路中的探讨[J].电源技术应用，2004（8）：480-483.

  [3] 关振源，张敏.基于电流型PWM控制器的隔离单端反激式开关电源[J].电子元器件应用，2005（2）：21-23.

  开关电源中，其核心是DC-DC变换器，DC-DC变换电路能够促使直流电压实现大范围的升、降，并且实现的效率较高、比较容易控制，因此其在工业控制和电力传输等领域中应用广泛。可是，DC-DC变换电路也有几率存在一定的偏差，如谐波振荡误差等，产这些偏差将直接影响到电源系统的稳定性。而采取斜波补偿电路将有效改善开关电源系统的稳定性。

  下面主要分析谐波振荡等引起开关电源系统丧失稳定性的原理和原因。谐波振荡是由峰值电流取样和固定频率同时工作所形成的结果，其发生的原理如下图1所示。当开关电源的输入电压和负载发生明显的变化时，从而会引起开关电源电流发生明显的变化，即发生扰动，在扰动产生后，系统能否趋于稳定的运作，重点是系统电流是否对扰动如何作出收敛响应。而系统电流收敛的发生一般有两种途径，一是在空占比（D）小于0.5时产生收敛，一是空占比（D）大于0.5时产生收敛。这两种收敛环境下，系统对扰动所表现出的稳定性状态是不同的，如图1所示。

  设I0为扰动没发生时的电感电流初始值，设Δi0为电流上升时产生的扰动量，设Δi1为电流下降时产生的扰动量，设Δd为电感电流占空比发生的扰动量，设m1为电流在上升时所发生的斜率，设m2为电流在下降时所产生的斜率，它们之间的关系式如下：

  所以，在m2/m1小于1时，也即D小于0.5时，电流扰动量即电流发生的误差Δin将会慢慢的衰减一直到零，从而使得系统趋于稳定；但是，如果m2/m1大于1时，也即D大于0.5时，电流扰动量即电流发生的误差Δin将会慢慢的变大，从而致使整个开关电源变得不够稳定，系统失去控制，将极度影响着开关电源系统的正常工作，即DC-DC变换电路将异常工作，丧失其稳定性。

  由于电感电流在连续状态下，其占空比在百分之五十之下时，从而由扰动所导致的电流误差即ΔI将会在后面的一些周期内实现自动恢复，以实现正常的电流工作状态。可是，如果其电感电流的占空比在百分之五十以上，则在其后的几个周期内，其误差ΔI将不会减小反而有加大的趋势。这还在于，电感电流占空比>

  50%的时候，其电流衰减斜率m2跟上升斜率m1的比值大于1，上面已经说过，在m2/m1>

  1时，将会引起变换电路出现不稳定性，其发生的振荡将不会自动收敛。因此，解决这一种问题的办法主要是要对m2/m1的值做调整，即对电感电流斜率m1、m2进行补偿，以此来实现m2/m1小于1的目的。所以，未解决D大于0.5所产生的开关电源不稳定问题，应该对电感电流上升时所发生的斜率m1采取斜坡补偿方法，即使m1增大，也就是降低占空比D，使D减小到0.5以下。而使Δi0增加其实就是通过电流反馈的电压值（Vs）增加来实现的，这跟误差放大器的输出电压值（Vc）的减小是一样的，即实际应用中，Vs的增加和Vc的减小效果一样，致使Vs增加可能比Vc的减小更方便而已。主要电路设计应有两种方法，下面将进行论述。

  控制电压补偿主要是在控制电压误差放大器输出电压值（Vc）上设置斜坡补偿电压而构成一个新的控制电压，将其输入到PWM比较器的一端，跟比较器的另一端的电流反馈电压值（Vs）作比较。其补偿原理如图2所示：

  此式子表明了控制电压斜坡补偿跟开关电源的稳定性之间所存在的关系，即：① 如果在系统中没有设置斜坡补偿，也就是设m为0，这时，要想保证

  开关电源的稳定，其必须使占空比小于0.5；② 如果在系统中设置了斜坡补偿，那么在补偿斜率m大于1/2m2时，即斜坡补偿斜率小于电流下行斜率的二分之一，则无论空占比D为0-1区间的任何取值， 将恒成立，从而表明开关电源始终是趋于稳定的。

  采取电感电流补偿原理主要是在电流反馈Vs处加入斜坡补偿电压，电感电流补偿原理图如图3所示：

  电流补偿主要在电流反馈电压值Vs上设置通过振荡器产生的振荡电路波形而形成的补偿电压，从而形成一个补偿后的反馈电压，将其输入到PWM比较器的一端，跟PWM比较器的另一端（设置为控制电压）即Vc作比较，从而对芯片的占空比进行调控，调控的方法跟上面控制电压补偿中一样。通过电感电流补偿电路跟前面的控制电压补偿电路相比，其效果是相当的，只是看起来，电感电流补偿电路要比控制电压补偿电路简单、方便，因此，笔者推荐电感电流补偿的应用。

  总之，开关电源往往因为电压电流双环控制的使用，因此导致一些扰动，如果扰动处理不当将影响到开关电源的正常工作，干扰信号将通过驱动信号输入到环路，从而在输出端形成谐波振荡。谐波震荡的产生某些特定的程度上影响了开关电源系统的稳定性，其应该采取斜率补偿的措施予以纠正。其中能采用控制电压补偿和电感电流补偿两种措施进行，即将m2/m1控制在1以下或者将D控制在0.5以下。但是，无论是控制电压斜坡补偿，还是电感电流斜坡补偿，其补偿斜率m要大于m2的二分之一，其斜率m越大，那么促使振荡衰减的速度将会越快，可是，补偿斜率m也不能过大，如果过大，将会造成过补偿。过补偿超过开关电源系统中电流限制指标，将会对开关电源系统产生其他影响，使开关电源的带载能力降低；同时，也会影响开关电源的瞬态响应性。笔者建议，在真实的操作中，一般将m取值为0.7-0.8m2为最优，其能确保开关电源的稳定性。

  [1]刘树林、刘健、钟久明，峰值电流控制变换器谐波补偿电路的优化设计[J].电力电子技术，2010（5）.

  随着PWM技术的持续不断的发展和完善，开关电源得到了广泛的应用，以往开关电源的设计一般会用控制电路与功率管相分离的拓扑结构，但这种方案存在成本高、系统可靠性低等问题。美国功率集成公司POWER Integration Inc开发的TOP Switch系列新型智能高频开关电源集成芯片解决了这样一些问题，该系列芯片将自启动电路、功率开关管、PWM控制电路及保护电路等集成在一起，来提升了电源的效率，简化了开关电源的设计和新产品的开发，使开关电源发展到一个新的时代。文中介绍了一种用TOP Switch的第三代产品TOP249Y开发变频器用多路输出开关电源的设计方法。

  TOP249Y采用TO－220－7C封装形式，其外形如图1所示。它有六个管脚，依次为控制端C、线路检测端L、极限电源设定端X、源极S、开关频率选择端F和漏极D。各管脚的具体功能如下：

  控制端C：误差放大电路和反馈电流的输入端。在正常工作时，利用控制电流IC的大小可调节占空比，并可由内部并联调整器提供内部偏流。系统关闭时，利用该端可激发输入电流，同时该端也是旁路、自动重启和补偿电容的连接点。

  线路检测端L：输入电压的欠压与过压检测端，同时具有远程遥控功能。TOP249Y的欠压电流IUV为50μA，过压电流Iav为225μA。若L端与输入端接入的电阻R1为1MΩ，则欠压保护值为50VDC，过压保护值为225VDC。

  极限电流设定端X：外部电流设定调整端。若在X端与源极之间接入不同的电阻，则开关电流可限定在不同的数值，随着接入电阻阻值的增大，开关允许流过的电流将变小。

  开关频率选择端F：当F端接到源极时，其开关频率为132kHz，而当F端接到控制端时，其开关频率变为原频率的一半，即66kHz。

  漏极D：连接内部MOSFET的漏极，在启动时可通过内部高压开关电流提供内部偏置电流。

  TOP249Y的内部工作原理框图如图2所示，该电路主要由控制电压源、带隙基准电压源、振荡器、并联调整器／误差放大器、脉宽调制器（PWM）、门驱动级和输出级、过流保护电路、过热保护电路、关断／自动重起动电路及高压电流源等部分组成。

  笔者利用TOP249Y设计了一种新型多路输出开关电源，其三路输出分别为5V／10A、12．5V／4A、7V／10A，电路原理如图3所示。该电源设计的要求为：输入电压范围为交流110V～240V，输出总功率为180W。由此可见，选择TOP249Y能够很好的满足要求。

  该电路将X与S端短接可将TOP249Y的极限电流设置为内部最大值；而将F端与S端短接可将TOP249Y设为全频工作方式，开关频率为132kHz。

  在线路检测端L与直流输入Ui端连接一2MΩ的电阻R1可进行线μA，过压电流Iav为225μA，因此其欠压保护工作电压为100V，过压保护工作电压为450V，即TOP249Y在本电路中的直流电压范围为100～450V，一旦超出了该电压范围，TOP249Y将自动关闭。

  反馈回路的形式由输出电压的精度决定，本电源采用“光耦＋TL431”，它可以将输出电压变化控制在±1％以内，反馈电压由5V／12A输出端取样。电压反馈信号U0通过电阻分压器R9、R11获得取样电压后，将与TL431中的2．5V基准电压作比较并输出误差电压，然后通过光耦改变TOP249Y的控制端电流IC，再通过改变占空比来调节输出电压U0使其保持不变。光耦的另一作用是对冷地和热地进行隔离。反馈绕组的输出电压经D2、C2整流滤波后，可给光耦中的接收管提供电压。R4、C4构成的尖峰电压经滤波后可使偏置电压即使在负载较重时，也能保持稳定，调节电阻R6可改变输出电压的大小。

  由于该电源的输出功率较大，因此高频变压器的漏感应尽量小，一般应选用能够很好的满足132kHz开关频率的锰锌铁氧体，为便于绕制，磁芯形状可选用EI或EE型，变压器的初、次级绕组应相间绕制。

  高频变压器的设计由于要考虑大量的相互关联变量，因此计算较为复杂，为减轻设计者的工作量，美国功率公司为TOP Switch开关电源的高频变压器设计制作了一套EXCEL电子表格，设计者可以方便地应用电子表格设计高频变压器。

  输出整流滤波电路由整流二极管和滤波电容构成。整流二极管选用肖特基二极管可降低损耗并消除输出电压的纹波，但肖特基二极管应加上功率较大的散热器；电容器一般应选择低ESR等效串联阻抗的电容。为提高输出电压的滤波效果，滤除开关所产生的噪声，在整流滤波环节的后面通常应再加一级LCC滤波环节。

  本电源除了电源控制电路TOP249Y本身所具备的欠压、过压、过热、过流等保护的方法外，其控制电路也应有一定的保护的方法。用D3、R12、Q1可构成一个5．5V的过压检测保护电路。这样，当5V输出电压超过5．5V时，D3击穿使Q1导通，从而使光耦电流增大，进而增大了控制电路TOP249Y的控制端电流IC，最后通过内部调节即可使输出电压下降到安全值。

  为防止在开关周期内，TOP249Y关断时漏感产生的尖峰电压使TOP249Y损坏，电路中设计了由箝压齐纳管VR1、阻断二极管D1、电容C5、电阻R2、R3组成的缓冲保护网络。该网络在正常工作时，VR1上的损耗很小，漏磁能量主要由R2和R3承担；而在启动或过载时，VR1即会限制内部MOSFET的漏极电压，以使其总是处于700V以下。

  根据以上设计方法，笔者对采用TOP249Y设计的多路输出开关电源的性能进行了测试。实测根据结果得出，该电源工作在满载状态时，电源工作的最大占空比约为0．4，电源的效率约为90％，纹波电压控制、电压调节精度及电源工作效率都超过了以往采用控制电路与功率开关管相分立的拓扑结构及形式的开关电源。

  摘要：本文提出了一种基于开关电源原理的极低纹波电源的设计的具体方案，该方案不仅克服了线性电源体积大、效率低等致命弱点，同时还能够将输出纹波控制在极低水平。

  众所周知，设备系统中的高精度的传感器需要相当纯净的低纹波电源供电，这样有助于提高其精度。而目前市场上多数DC-DC开关电源都不能够做到很低的纹波，在使用上存在着一定的局限性。本设计摒弃了传统的线性电源设计的具体方案，以优质DC-DC电源控制模块为核心，采用输入输出双滤波器的特殊滤波结构，关键部位采用高性能的三端滤波器和聚酯电容滤波，实现直流28V电源至7V/3A的电源转换，作为陀螺的供电电源。该电源的纹波控制在极低水平，能控制在1.5mV左右，远远优于市场上的同类开关电源。

  共模干扰是电源设计中常见的干扰之一，共模电感对共模干扰有良好的抑制作用。共模电感的等效电路如图1所示。图中的Ug为共模干扰电压，RL为负载电阻，在这里为开关电源的输入电阻，RC为不平衡电阻，在这里表示两个电感线圈在绕制过程中，虽然匝数相同，但存在所用导线长度不同的情况，RC代表两绕组直流电阻之差，UN为传输到电源输入端的共模干扰电压。根据图1可得到Ug=jωLI1+jωMI2+RLI1 Ug=jωLI2+jωMI1+RCI2

  当M=L，UN=I1RL并设RC?垲RL时，可知：U■=■。为了最好能够降低噪声电压UN，应使RC尽可能小，电感L满足ωL?垌RC，则■0。

  所以，有了共模滤波器之后，在ωL?垌RC条件下，传输到电源输入端的共模干扰电压很小，能起到良好的抑制作用。

  电源电路原理部分如图2所示，由输入滤波网络、开关电源模块、输出滤波网络何检测信号输出等部分组成：

  利用优质的DC-DC开关电源控制模块，采用输入输出双滤波器的滤波结构，关键部位采用高性能的三端滤波器和聚酯电容滤波，并通过合理的电磁兼容设计，最终将输出纹波控制在极低水平。

  输入电源为直流+28V，经过输入滤波网络变为纯净稳定电流输入DC-DC控制模块，然后模块将电压变换为+7V输出，再经过输出滤波网络将电压的输出纹波、干扰等逐步降低，达到设计所要求的。同时给主机提供检验测试信号输出。

  2.1 双滤波器设计针对电源的低纹波要求，在电路设计上采用了很少采用的双滤波器的滤波结构，即在电源输入端和输出端上各插入了一个共模滤波器。设计中使用的开关电源模块开关频率为300KHz，一般认为150kHz～10MHz范围内主要是共模成分的噪声，能够使用共模抑制滤波器来解决。输入端的共模滤波器可以有效的预防开关电源的共模噪声传递到电源线中，影响系统中其它的用电设备，同时也抑制来自系统总电源的噪声，减少噪声对电源本身的侵害。输出端的共模滤波器能够有效地抑制开关电源模块的共模噪声对用电设备的干扰。双滤波器结构如图3所示。设计模扼流圈采用导磁率高、频率特性较佳的铁氧体磁性材料，电感量在2.2mH左右。实验根据结果得出双滤波器结构能够有效地抑制系统电源对电源模块的干扰，同时能有效的降低输出的纹波。

  2.2 电源技术的合理运用电源的合理应用包括具备完善的保护措施和检测监控技术，提高电源的安全性和可靠性；在电源的高压输入端、输出端等关键部位采用浪涌吸收设备对电压瞬变和冲击采取防护抑制措施，提高电源系统可靠性；采用多重滤波措施，有效降低输出电压纹波，改善系统的动态性能；合理配置DC-DC开关电源控制模块，优化电路设计，实现高集成低纹波电源的设计。①输入保险丝。电路中安装保险丝可以起到保护电源控制模块的作用。保险丝应安装在各模块的输入端，以防模块出现输入短路故障将输入母线短路。②输入维持电容。模块出现输入短路故障时，或其它原因导致输入母线电压瞬间跌落的意外时，安装在模块输入端的维持电容，可在一定时间内给模块提供维持电压。另外还可以吸收模块输入端的电压尖峰。为满足维持时间的要求。③输入瞬间过压保护。在电源系统设计中，关键部位要采用TVS对电压瞬变和浪涌冲击采取防护抑制措施，以防止电源系统遇到随机的电压冲击，造成输出电压的波形中出现尖峰及毛刺，甚至导致电源系统的损坏。④实时检测功能电源实时检测监控设计可以使系统的安全性和稳定性大大提高。电源输出端通过光耦隔离后，可以有明显效果地的检测电源输出状态是否正常；同时降低电源设备对系统其它设备的干扰。

  2.3 电磁兼容设计电源良好的电磁兼容性设计可以很大程度降低外界干扰对电源噪声的影响。设计中实现电源EMC的技术措施主要有以下两种：PCB设计做到合理布局、布线，尽可能减小电路的环路面积，功率线应尽量短，尽量宽，导线分类束扎；电源电路板安装在铝盒中进行良好的屏蔽，并且接地，提高了电源抗干扰的能力。

  该极低纹波开关电源在某型号光电设备中得到了成功应用，已经和整机系统一起运行了相当一段时间，在长期的工作中稳定性很高、工作可靠。该低纹波开关电源不仅拥有线性电源所独有的低纹波性能，同时又兼顾有开关电源的高效率、低发热、体积小、重量轻、隔离输出等优点，这些都是一个高品质电源所一定要具有的，同时也是今后电源发展的必然趋势。